第2章开关式多路输出AC/DC变换器电路实例

【例2-1】 25W多路输出开关电源电路

对于多路输出电源，都希望所选择的电源电压只要负载不超过电源功率最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，各路电源电压都要精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源特性不够理想。图2-1所示为多路输出开关电源框图，从图2-1可以看到，真正构成闭环控制的只有主输出Vp，其他Vaux1、Vaux2等辅输出都处在失控状态。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动(包括电压变动，负载变动等)，在闭环反馈控制作用下都能保证相当高的精度(一般优于0.5%)，也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1、Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面：

图2-1 多路输出开关电源框图

（1）T1变压器的匝数比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3。

（2）辅输出电路的负载情况。

（3）主输出电路的负载情况。

以上3点设定后，输入电压的变动对辅输出的影响已经很有限了。在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，变压器匝比已经设定，所以影响辅输出电压精度最大的因素为主输出和辅输出的负载情况。在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即交叉负载调整率。

在图2-1所示电路中，主控电路仅反馈主输出电压，其他辅输出完全开放。此时假设主、辅输出的功率比为1：1。从实际测量得主电路交叉负载调整率优于0.2%，而辅电路的交叉负载调整率大于50%，无论开关电源设计还是应用，对大于50%的交叉负载调整率都将是不能接受的。如何降低辅输出交叉负载调整率，最直接的方法就是给辅输出电路加一个线性稳压调节器(包括三端稳压器、低压差三端稳压器)。在多输出电源设计中应遵循的原则是：

（1）主电路实际使用的电流最小应为最大满输出电流的30%。

（2）主电路电压精度应优于0.5%。

（3）辅输出电路功率最好小于主电路功率的50%。

（4）辅输出电路交叉负载调整率不大于10%。

1. 多输出电路设计

1) 确定多路输出的技术指标

假定要设计的开关电源具有3路输出：主输出Vo1(5V，2A，10W)，辅输出为Vo2(12V，1.2A，14.4W)和Vo3(30V，20mA，0.6W)。总输出功率为25W。技术指标见表2-1。

表2-1 多路输出的技术指标

各路输出的稳压性能对于电路结构和高频变压器的设计至关重要，通常，主输出的稳定性要高于辅助输出。现将+5V作为主输出，其负载调整率SI≤±1%，其余两路优于±5%。

2) 确定反馈电路

多路输出的反馈电路有4种类型：基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压管的光耦反馈电路、配TL431的光耦反馈电路，以第四种电路的稳压性能为最佳。4种反馈电路性能比较见表2-2。

表2-2 4种反馈电路性能比较

（1）基本反馈电路利用反馈绕组间接获取输出电压的变化信号，因此不需要使用光电耦合器。该方案的电路最为简单，但稳定性不高，难于把负载调整率SI降至±5%以下。若仅为改善轻载时的负载调整率，可在输出端并联一只合适的稳压管，使其稳定电压VZ=Vo1，此时轻载下的SI<±5%。

（2）改进型(也称增强型)基本反馈电路的特点是在反馈电路中串联一只22V的稳压管，再并联一只0.1μF电容器。

（3）配稳压管的光耦反馈电路利用一只稳压管的稳定电压作为次级参考电压，由稳压管的稳定电压(VZ)、光电耦合器中LED的正向压降(VF)和用于控制环路增益的串联电阻R1上的压降(VR1)三者之和，来决定输出电压值。当VZ的偏差小于2%时，能将主输出的负载调整率控制在±2%以内。该电路的缺点是参考电压的稳定度不高，并且只对主输出进行反馈，其他各路辅输出未加反馈，因此辅输出的电压稳定性较差。

（4）配TL431的光耦反馈电路利用TL431型可调式精密并联稳压器构成次级误差电流放大器，再通过光电耦合器对主输出进行精确的调整。除主输出作为主要的反馈信号之外，其他各路辅输出也按照一定比例反馈到TL431的2.50V基准端，这对于全面提高多路输出式开关电源的稳压性能具有重要意义。

3) 电路设计

根据上述原则设计成的多路输出式25W开关电源电路如图2-2所示。该电路采用TOP223Y器件，交流输入电压范围是85～265V。高频变压器的次级有3个独立绕组，仅在主输出端(+5V)设计了带TL431的光耦反馈电路。图2-2所示的多路输出式开关电源电路有两种工作方式：

图2-2 多路输出式25W开关电源电路

（1）不连续模式(DCM)，其优点是在同等输出功率的情况下，高频变压器能使用尺寸较小的磁芯。

（2）连续模式(CCM)，其优点是能提高TOPSwitch器件的利用率。

多路输出式开关电源一般选择连续方式，因高频变压器尺寸不是重要问题，此时需关注的是多个次级绕组如何与印制电路实现最佳配合。

2. 多路输出式高频变压器的设计

高频变压器采用EE29型铁氧体磁芯，其有效磁通面积SJ=0.76cm2，留出的磁芯气隙宽度δ=0.38mm，骨架有效宽度为26mm。初级绕组采用0.3mm漆包线绕77匝，反馈绕组用0.3mm漆包线绕9匝。在计算次级各绕组的匝数时，可取相同的“每伏匝数”。每伏匝数NV由下式确定：

式中，每伏匝数NV的单位是“匝/V”。NS取4匝，主输出Vo1=5V，VF1取0.4V(肖特基整流管压降)。

由NV=0.74匝/V可计算其他绕组的匝数。对于12V输出，已知Vo2=12V，VF2取0.7V(快恢复整流管压降)，因此N12=0.74匝/V×(12V+0.7V)=9.4匝。实取9匝。

对于30V输出，因Vo3=30V，VF3取0.7V(硅整流管压降)，故N30=0.74匝/V×(30V+0.7V)=22.7匝。实取22匝。

次级绕组有两种绕制方法，一种是分离式绕法，另一种是堆叠式绕法。表2-3列出二者的优缺点，图2-3分别示出它们的结构，分离式的每个绕组上仅传输与该路特定负载有关的电流，因3个次级绕组互相独立，故在确定各绕组的排列顺序上有一定灵活性。现考虑到5V(2A)绕组和12V(1.2A)绕组输出绝大部分的功率，因此可将这两个绕组中的一个靠近初级。最佳排列顺序是先绕5V绕组，再绕12V绕组，最后绕30V绕组，使次级各绕组之间耦合最好，漏感最小。反之，若将30V绕组紧靠初级，由于5V绕组及12V绕组漏感较大，就会降低电源效率，并且增加干扰。

表2-3 次级绕组两种绕法的比较

图2-3 次级绕组的两种绕制方法

堆叠式绕法是变压器生产厂家经常采用的方法，特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数及接地端；而30V绕组中则包含5V、12V绕组和新增加的匝数。各绕组的线径必须满足该路输出电流与其他路输出流过它上面电流总和的要求。堆叠式绕法的技术先进，不仅能节省导线，减小绕组体积和降低成本，而且还可增加绕组之间的互感量，加强耦合度。

若当5V绕组输出满载，而12V和30V绕组输出轻载时，由于5V绕组兼做12V、30V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V和30V绕组输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值(也称峰值充电效应)，而引起输出电压不稳定。堆叠式绕法的不足之处是在确定哪个次级绕组靠近初级时，灵活性较差。现将5V绕组作为次级绕组的始端。在绕制时，特别推荐将多股导线并联后平行绕在骨架上。这样，能保证良好的覆盖性，增强初级与次级的耦合程度。

在选取输出整流管的参数时，应遵循的原则是：整流管的额定工作电流(IF)至少为该路最大输出电流的3倍；整流管的最高反向工作电压(VRM)必须高于最低耐压值(VR)。根据上述原则所选输出整流管的型号及参数见表2-4。由表可见，所选整流管的技术指标均留有一定的裕量。

表2-4 各路输出整流管的选择

3.多路输出单片开关电源的改进方案

图2-2所示的开关电源电路仅从5V主输出上引出反馈信号，其余各路未加反馈电路。这样，当5V输出的负载电流发生变化时，会影响12V输出的稳定性。解决方法是给12V输出也增加反馈，改进电路如图2-4所示。在12V输出端与TL431的基准端之间并上电阻R6，并将R4的阻值从10kΩ增至21kΩ。由于12V输出也提供一部分反馈信号，因此可改善该路的稳定性。在改进前，当5V主输出的负载电流从0.5A变化到2.0A(从满载电流的25%变化到100%)时，12V输出的负载调整率SI=±2%；经改进后，SI=1.5%。改进前后的负载特性曲线如图2-5所示。