【例1-11】 70W/19V输出开关电源电路

图1-11所示电路具有成本低、尺寸小、效率高等特点。此设计采用通用的85～265V交流输入，在40℃密封环境下可输出70W功率。在85V AC输入时满载效率为85%，而在230V AC输入时可达90%。该电源能同时实现输入欠压保护、过压保护，从外部设定极限电流，降低最大占空比等功能，其主要技术指标为：

（1）额定输出功率Po=70W。

（2）负载调整率SI=±4%。

（3）空载功率损耗<0.52W（Vi=230V时）。

（4）输出纹波电压≤120mV（峰-峰值）。

图1-11 70W/19V输出开关电源电路

考虑到电源在密封的热环境下工作，选用器件热耗散最小的TOP249Y器件。该电源共使用3片集成电路：TOP249Y器件（U1）、线性光电耦合器PC817A（U2）、可调式精密并联稳压器TL431（U3）。电阻R9和R10用来从外部设定功率开关管的漏极极限电流，使之略高于满载或输入欠压时的漏极峰值电流ID(PK)，从而允许使用更小的变压器磁芯，同时避免启动和负载瞬态时变压器磁芯饱和。当输入直流电压过压时，R9和R10还能自动降低最大占空比Dmax，对最大负载功率加以限制。R11为欠压或过压检测电阻，并能提供电压前馈，以减小开关频率的波动。取R11=2MΩ时，仅当直流输入Vd电压达到100V时，电源才能启动。TOP249Y器件的欠压电流IUV=50mA，过压电流IOV=225mA。计算公式为

VUV=IUV×R11 （1-4）

VOV=IOV×R11 （1-5）

将R11=2MΩ分别代入式（1-4）和式（1-5）中得到，VUV=100V（DC），VOV=450V（DC）。过压时最大占空比Dmax随流入X端的电流IX的增大而减小，当IX从90μA增加到190μA时，最大占空比Dmax就从78%（对应于VUV=100V）线性地降低到47%（对应于375V）。在掉电后，欠压检测能在C1放电时减小输出干扰，只要出现输出调节失效或输入电压低于40V的情况，都会使TOPSwitch-GX器件关闭。当开关电源受到450V以上的冲击电压时，R11同样可使TOP249Y器件关断，避免元器件受到损坏。

电阻R9和R10还能使限流随电压升高而降低，从而限制高输入电压时的最大过载功率，并使次级无须任何保护电路。电阻R11实现欠压和过压检测，同时提供降低输出电压频率纹波的电压前馈。使用2MΩ的电阻使电源在DC幅值电压达到100V DC之后才开始工作。在关断交流输入时，UV检测防止C1放电时的输出干扰，并在输出失调或输入电压降至40V以下时关断TOPSwitch-GX器件。相同的R11电阻值将OV阈值设定为450V。如果超过OV值，比如发生电涌，则TOPSwitch-GX器件在电涌期间停止转换，从而使器件可以经受住700V高电压的冲击。

电容C11与VR1并联以降低齐纳钳位的损耗，开关频率为132kHz时，可以用PQ26/20磁芯提供70W的功率。为降低绕组损耗，使效率最高，此电路设计为带双100V肖特基二极管（VD2和VD3）的两组输出绕组。TOPSwitch-GX器件的频率降低特性使电源在空载调节时无须假负载，使230V AC输入时的电源空载功耗降低到仅520mW。使用简单的滤波元件（C7、L2、L3和C6），甚至将输出接地，也可使EMI符合CISPR-22(FCCB)/EN55022B标准。

由VR1和VD1构成的漏极钳位电路，能吸收在MOSFET关断时由高频变压器初级漏感产生的尖峰电压，保护MOSFET不受损坏。VR1采用钳位电压为200V的P6KE200型瞬态电压抑制器，VD1选用UF4006型超快恢复二极管，其反向耐压为800V。将电容C11和VR1并联后，能减小钳位损耗。

选择全频工作方式时，开关频率设定为132kHz。为了减小次级绕组和输出整流管的损耗，现将次级绕组分成两路，每路单独使用一只MBR20100型20A/100V的共阴极肖特基对管（VD2、VD3），然后并联工作。输出滤波电路由C2、C3、L1、C4和C14构成。空载时，TOP249Y器件能自动降低开关频率，使得在交流230V输入时电源损耗仅为520mW。

TOP249Y器件具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。只要合理地选择安全电容C7和EMI滤波器（L2、L3、C6）的元件值，就能使开关电源产生的电磁辐射符合CISPR-22（FCCB）/EN55022B国际标准。将C7的一端接Vd的正极，能把TOP249Y器件的共模干扰降至最小。C7和C6为安全电容，C7接在高压与地之间，能滤除初、次级耦合电容产生的共模干扰，在IEC950国际标准中称之为“Y电容”；C6则接在交流电源进线端，专门滤除AC电源线之间的差模干扰，被称做“X电容”。

精密光电耦合器反馈电路由U2、U3等构成，输出电压Vo通过电阻分压器R4～R6获得取样电压，与TL431中的2.50V基准电压进行比较后产生误差电压，再经过光电耦合器去改变TOP249Y器件的控制端电流IC，使占空比发生变化，进而调节Vo保持不变。反馈绕组的输出电压经VD4、C15整流滤波后，给光电耦合器中的接收管提供偏压。C15还与R8一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定。为调节输出，将光电耦合器(U2)和次级基准一起使用，通过电阻分压网络（U3、R4、R5及R6）检测输出电压。VD4和C15对偏置绕组的输出进行整流和滤波，1μF的C15防止空载到满载的瞬态期间偏置电压下降，电阻R8实现漏感尖峰滤波，使偏置电压在输出负载变化很大时仍能保持恒定，R7、C9、C10和C5、R3一起提供控制环路补偿。

由于初级电流很大，所有小信号控制元件均连接到一个独立的源节点上，即以Kelvin方式连接到TOPSwitch-GX器件的源极引脚。为改善抵抗共模电涌的能力，偏置绕组的共模回路直接与直流大电容(C1)相连。