【例1-12】 7.5V/1A恒压/恒流输出开关电源电路

恒压/恒流源的特点是具有两个控制环路：一个是电压控制环，另一个为电流控制环。当输出电流较小时，电压控制环起作用，具有稳压特性，它相当于恒压源；当输出电流接近或达到额定值时，通过电流控制环使Io维持恒定，它又变成恒流源。这种电源特别适用于电池充电器和特种电动机驱动器。图1-12所示的低成本恒压/恒流输出开关电源电路，其电流控制环是由晶体管构成的，电路简单，成本低，易于制作，采用一片TOP200Y器件(IC1)，配PC817A型线性光电耦合器(IC2)。

85～256V交流输入电压Vi经过EMI滤波器L2、C6、整流桥(BR)和输入滤波电容C1整流滤波后，得到大约为82～375V的直流高压Vd，再通过变压器初级绕组接TOP200Y器件的漏极。由VDZ1和VD1构成漏极钳位保护电路，将高频变压器漏感形成的尖峰电压限定在安全范围内。VDZ1采用BZY97-C200型瞬态电压抑制器，其钳位电压VB=200V，VD1选用UF4005型超快恢复二极管。

变压器次级电压经过VD2、C2整流滤波后，再通过L1、C3滤波，获得+7.5V输出。VD2采用3A/70V的肖特基二极管。反馈绕组的输出电压经过VD3、C4整流滤波后，得到反馈电压VFB=26V，给光电耦合器提供偏压。C5为旁路电容，兼做频率补偿电容并决定自动重启频率。R2为反馈绕组的假负载，空载时能限制反馈电压VFB不致升高。

该电源有两个控制环路，电压控制环是由1N5234B型6.2V稳压管(VDZ2)和光电耦合器PC817A(IC2)构成的。其作用是当输出电流较小时令开关电源工作在恒压输出模式，此时VDZ2上有电流通过，输出电压由VDZ2的稳压值(VZ2)和光电耦合器中LED的正向压降(VF)确定。电流控制环则由晶体管VT1和VT2、电流检测电阻R3、光电耦合器IC2、电阻R4～R7、电容C8构成。R3用于检测输出电流值，VT1采用2N4401型NPN硅管（国产代用型号为3DK4C），VT2则选2N4403型PNP硅管（可用国产3DK9C代换）。R6、R5分别用于设定VT1、VT2的集电极电流值IC1、IC2，R5还决定电流控制环的直流增益，C8为频率补偿电容，防止环路产生自激振荡。在刚通电或自动重新启动时，瞬态峰值电压可使VT1导通，利用R7对其发射结电流进行限制；R4的作用是将VT1的导通电流经VT2旁路掉，使之不通过R1。电流控制环的启动过程如下：随着Io的增大，当Io接近于1A时，VR3↑→VT1导通→VR6↑→VT2导通，由VT2的集电极给光电耦合器提供电流，迫使Vo↓。由于Vo降低，VDZ2不能被反向击穿，其上也不再有电流通过，因此电压控制环开路，开关电源就自动转入恒流模式。C7为安全电容，能滤除由变压器初、次级耦合电容产生的共模干扰。

该电源既可工作在7.5V稳压输出状态，又能在1A的受控电流下工作。当环境温度范围是0～50℃时，恒流输出的准确度约为±8%。电源的输出电压/输出电流(Vo/Io)特性具有以下显著特点：

（1）当Vi=85V AC或265V AC时，特性曲线变化很小，这表明输出特性基本不受交流输入电压变化的影响。

（2）当Io<0.90A时处于恒压区，Io≈0.98A时位于恒流区，且Vo随着Io的略微增加而迅速降低。

（3）当Vo≤2V时，VT1和VT2已无法给光电耦合器继续提供足够的工作电流，此时电流控制环不起作用，但初级电流仍受TOP200Y器件的最大极限电流Ilimit(max)的限制。这时，VR6↑，通过VT1和VT2使光电耦合器工作电流迅速减小，强迫TOP200Y器件进入自动重新启动状态。这表明，一旦电流控制环失控，立即从恒流模式转入自动重启状态，将Io拉下来，对芯片起保护作用。电压及电流控制环的单元电路如图1-13所示。恒压源的输出电压由下式确定：

Vo=VZ2+VF+VR1=VZ2+VF+IR1×R1 （1-6）

式中，VZ2=6.2V，VF=1.2V(典型值)。

需要确定的只是R1上的压降VR1。令R1上的电流为IR1，VT2的集电极电流为IC2，光电耦合器输入电流(LED工作电流)为IF，显然IR1=IC2=IF，并且它们随Vo、Io和光电耦合器的电流传输比CTR值而变化。TOP200Y器件的控制端电流IC变化范围是2.5(对应于最大占空比Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比Dmin)，现取中间值IC=4.5mA。因IC是从光电耦合器的发射极流入控制端的，故有如下关系式：

在IC和CTR值确定之后，很容易求出IR1。线性光电耦合器的CTR=80%～160%，可取中间值120%。将IC=4.5mA，CTR=120%代入式(1-7)得出，IR1=3.75mA。令R1=39Ω时，VR1=0.146V。最后代入式(1-6)计算出

Vo=VZ2+VF+VR1=6.2V+1.2V+0.146V=7.546V≈7.5V

电流控制环由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等构成。R7为VT1的基极偏置电阻，因基极电流很小，而R3上的电流很大，故可认为VT1的发射结压降VBE1全部降落在R3上，则

利用下面二式可以估算出VT1、VT2的发射结压降。

式中，K为玻耳兹曼常数；T为环境温度(用热力学温度表示)；q是电子电量。当TA=25℃时，T=298K，KT/q=0.0262V。IC1、IC2分别为VT1、VT2的集电极电流。IS为晶体管的反向饱和电流，对于小功率管，IS=4×10-14A。

因IR1=IF=IC2=3.75mA，所以

又因IE2≈IC2，故VR5=IC2×R5=3.75mA×100Ω=0.375V，由此推导出VR6=VR5+VBE2=0.375V+0.662V=1.037V。取R6=220Ω时，IR6=IC1=VR6/R6=4.71mA。用此值来估算VBE1，可确定电流检测电阻R3的阻值：

R3=VBE1/IOH=0.668/1.0=0.668Ω

与之最接近的标称阻值为0.68Ω。代入式（1-8)可求得

IOH=0.668/0.68=0.982A

考虑到VT1的发射结电压VBE1的温度系数αT≈-21mV/℃，当环境温度升高25℃时，I′OH值降为

恒流准确度为

反馈电源的设计主要包括以下两项内容：

（1）在恒流模式下计算反馈绕组的匝数NB。在恒流模式时，Vo和VFB都迅速降低(Vo=VCmin=2V)，只有在VFB足够高时，才能确保恒流源正常工作。

（2）在恒压模式下计算出反馈电压额定值VFB。此时Vo=7.5V，VFB也将达到最大值，由此求得VFB值，能为选择光电耦合器的耐压值提供依据。反馈电压VFB由下式确定：

式中，VF2和VF3分别为VD2、VD3的正向导通压降，NS为次级匝数。

从式（1-11）可解出

在恒流模式下当负载加重(负载电阻减小)时，Vo和VFB会自动降低，以维持恒流输出。为使开关电源从恒流模式转换到自动重启状态时仍能给TOP200Y器件提供合适的偏压，要求VFB至少比恒流模式下控制电压的最大值VCmax高出3V。这里假定VCmax=6V，故取VFB=9V。将VFB=9V，Vo=VCmin=2V，VF2=0.6V，VF3=1V，Io=IOH=0.982A，R3=0.68Ω，NS=12匝一并代入式（1-12)，计算出NB=36.7匝≈37匝（取整）。

在恒压模式下，Vo=7.5V，最大输出电流Io=0.95A，再代入式（1-11)，求得VFB=26V，此即反馈电压的额定值。

选择光电耦合器时，其反向击穿电压必须大于此值，即V(BR)CEO>26V。常用线性光电耦合器的V(BR)CEO=30～90V。计算光电耦合器反向工作电压VIC2的公式为

VIC2=VFB-VCmin （1-13)

式中，VCmin为控制端电压的最小值(5.5V)。

根据式（1-13）可得VIC2=20.5V。这里采用PC817A型光电耦合器，其V(BR)CEO=35V>20.5V，完全能满足要求。但在设计高压电池充电器时，必须选择耐高压的光电耦合器。